我們(men) 利用20GHz單模短腔垂直腔麵發射激光二極管（VCSEL）在1525nm的傳(chuan) 輸波長下，在長達1.6km的標準單模光纖（SSMF）上實現了84Gb/s的四電平脈衝(chong) 幅度調製（PAM-4）。不同的均衡器方法，包括通用前饋均衡器（FFE）、非線性Volterra均衡器（NLVE）、Max似然序列估計器（MLSE）及其組合，評估其作為(wei) 標準PAM-4或部分響應PAM-4信號的均衡器的工作效果。實驗證明，標準的FFE不足以實現>0.6km的傳(chuan) 輸距離，而使用NLVE或FFE+MLSE可以將傳(chuan) 輸距離提高到1km。部分響應PAM-4FFE（PR-FFE）與(yu) 短內(nei) 存MLSE結合使用，能夠有效地平衡帶寬限製，在1.6公裏的傳(chuan) 輸距離上，與(yu) 標準NLVE或FFE+MLSE相比，BER提高了10倍以上。使用部分響應NLVE代替PR-FFE進一步提高了性能，在1.6km傳(chuan) 輸距離後，BER低於(yu) KP4FEC閾值，BER限製為(wei) 2E-4，允許無錯誤操作。
使用20GHzvcsel在1525nm波長上實現84Gb/sPAM-4在1.6kmSSMF-MLSE
已知MLSE是線性帶寬受限信道非常佳的接收器。由於(yu) 這種均衡器的複雜性隨著內(nei) 存呈指數增長，在MLSE前麵使用FFE是縮短係統脈衝(chong) 響應和減少MLSE所需內(nei) 存的有效解決(jue) 方案。基本上，MLSE取代了FFE之後的硬決(jue) 策閾值，如圖3所示。因此，選擇21個(ge) 係數的分數間隔FFE與(yu) 不同內(nei) 存大小的MLSE相結合。MLSE以每個(ge) 符號1個(ge) 樣本運行，並靜態運行；也就是說，它是在開始時訓練的，之後就不再改變了。
沿著的路線，我們(men) 使用215個(ge) 接收樣本和發送序列第1周期的相應數字數據估計信道矩陣的概率密度函數（PDFs）的平均值。這假設所有PDF都具有相等方差的加性高斯噪聲分布。隨後，維特比網格的分支度量被計算為(wei) 與(yu) 接收樣本的歐幾裏德距離的平方和相應的平均值成正比。
圖11(b)顯示了FFE-MLSE和NLVE-MLSE組合的結果。內(nei) 存大小用數字表示，如MLSE1表示內(nei) 存m為(wei) 1，對應Viterbi算法的4m+1=16個(ge) 狀態。兩(liang) 個(ge) 存儲(chu) 器對應64個(ge) 狀態，三個(ge) 存儲(chu) 器對應256個(ge) 狀態。雖然FFE試圖將脈衝(chong) 響應縮短到1的長度，但通過在更高的輸入功率值下使用更多的內(nei) 存，可以觀察到顯著的性能改進。基本上，MLSE使用的內(nei) 存越多，對非線性的性能就越好。1公裏的傳(chuan) 輸需要3個(ge) 內(nei) 存（MLSE3），而0.63公裏的傳(chuan) 輸則需要2個(ge) 內(nei) 存。然而，在輸入功率為(wei) -2dbm時，使用3個(ge) 存儲(chu) 器與(yu) 使用2個(ge) 存儲(chu) 器相比，可以觀察到顯著的性能改進。MLSE1對簡單的FFE和困難的決(jue) 策的性能沒有任何顯著的改進。用NLVE-MLSE組合代替FFE-MLSE獲得了一些小的性能改進。然而，需要更少的MLSE內(nei) 存，因為(wei) 現在NLVE也均衡了部分非線性失真。因此，低複雜度NLVE與(yu) MLSE2的結合能夠達到與(yu) FFE-MLSE3組合幾乎相同的性能。然而，在1.63km的傳(chuan) 輸距離下，沒有任何組合能夠達到KP4fec閾值。
在其他的論文中，提出了在短距離国产成人在线观看免费网站中使用100Gb/s部分響應PAM-4(PR-PAM-4)，代表了在帶寬有限的信道上傳(chuan) 輸100Gb/s的有效解決(jue) 方案。色散的影響可以看作是帶寬限製的一種形式。事實上，在0.63公裏或1公裏後接收到的眼圖（圖9和圖12）顯示出7級而不是4級，非常類似於(yu) 部分響應PAM-4信號。因此，FFE被切換到部分響應解碼器（PR-FFE）通過在七個(ge) 電平上均衡。部分響應濾波作為(wei) PR-FFE的一部分在接收器中完成。為(wei) 了實現PR-FFE的這種行為(wei) ，將作為(wei) 訓練序列的前5000個(ge) 樣本按式(2)進行部分響應編碼，然後將其作為(wei) 濾波器自適應誤差計算的目標值：
在盲模式下，均衡器采用基於(yu) 六個(ge) 硬決(jue) 策閾值的硬決(jue) 策。在此基礎上，利用z小二乘法均衡剩餘(yu) 碼間幹擾，對PAM-4信號進行譯碼。部分響應均衡後的眼圖如圖12所示，使用21個(ge) 係數的PR-FFE和21個(ge) 線性係數的PR-NLVE，二階核深度為(wei) N9=9。均衡化後的七個(ge) 級別可以清楚地區分。
圖11 在84Gb/sPAM-4下，a)使用不同核數的NLVE和b)使用FFE-MLSE或NLVE-mlse的組合，不同傳(chuan) 輸距離下的接收器靈敏度。
圖13a)和圖13b)顯示了在傳(chuan) 輸距離為(wei) 1km時得到的時域均衡器分插以及FFE和PR-FFE對應的PDS。結果表明，為(wei) 了平衡係統的強帶寬限製，FFE必須強烈放大較高的頻率，從(cong) 而導致顯著的噪聲增強，從(cong) 而導致性能下降。相比之下，PR-FFE更像是一個(ge) 帶限濾波器，減少了噪聲的影響。
圖12 使用部分響應均衡器在傳(chuan) 輸距離1公裏處接收和均衡眼圖
zui後，圖14描述了使用線性PR-FFE計算1km和1.63kmSSMF傳(chuan) 輸距離的結果（圖14）。14(a))或非線性PR-NLVE（圖14(b)）以及MLSE。這裏考慮了1公裏和1.63公裏的距離，因為(wei) 隻有在這些距離上才能觀察到部分響應均衡的性能改進。在1.63km和線性PR-FFE的情況下，獲得了在KP4 FEC閾值附近的BER，與(yu) FFE-MLSE組合相比，性能明顯更好（圖11）。此外，MLSE2就足夠了，因為(wei) MLSE3沒有進一步的改進。然而，該圖還顯示，在1.6km的情況下，低於(yu) KP4 FEC閾值的BER隻有通過非常複雜的組合FFE21-15MLSE2才能實現，這需要141個(ge) NLVE係數和64個(ge) MLSE狀態。在表二中，總結了不同均衡器組合所取得的顯著的結果。
圖13 a)正常FFE和b)PR-FFE在傳(chuan) 輸距離為(wei) 1km時的時域均衡器抽頭及其頻譜行為(wei) 。兩(liang) 個(ge) 均衡器都作為(wei) T/2間隔均衡器工作。
圖14 使用a)線性部分響應FFE和MLSE，以及b)部分響應NLVE和MLSE，在1公裏和1.63公裏處的84Gb/sPAM-4接收器靈敏度。
表2總結了不同均衡器組合的傳(chuan) 輸結果
結論
在使用長波長VCSEL和直接探測實現100Gb/s傳(chuan) 輸的道路上，我們(men) 使用基於(yu) BTJ設計的20GHz VCSEL在1525nm傳(chuan) 輸波長下，在1.6kmSSMF上演示了84Gb/s PAM4。結果表明，由於(yu) 色散和VCSEL非線性，接收器上的線性均衡器不足以實現低於(yu) KP4 FEC閾值的性能。對FFE、NLVE和MLSE的不同組合進行了實驗研究、評估和比較。通過使用NLVE，可以作為(wei) 普通的PAM-4均衡器，也可以作為(wei) 部分響應均衡器與(yu) 低內(nei) 存MLSE結合使用，從(cong) 而實現了顯著的性能改進。即使在1.63km的傳(chuan) 輸距離後，該方法也能實現低於(yu) KP4 FEC閾值的BER，並且BER限製為(wei) 2E-4。
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